PFC电路中调节的电流波形和电压波形一致,电感中电流波形也是正弦或者余弦波形吗

共参考27篇资料

在PFC（功率因数校正）电路中，电感电流波形是否呈现正弦或余弦特性取决于具体的工作模式和控制策略‌12。以下是关键分析：

1. ‌不同工作模式下的电感电流波形‌

• ‌DCM（断续导电模式）‌：电感电流在每个开关周期结束时归零，波形为不连续的脉冲，但平均电流呈现正弦包络线‌1。例如，NCP1601/1605控制器在正弦波过零点附近表现为DCM，此时电感电流为断续的方波或脉冲‌1。
• ‌CRM（临界导电模式）‌：电感电流在临界点归零，波形接近连续的正弦半波，峰值附近可能呈现临界状态‌12。
• ‌CCM（连续导电模式）‌：电感电流始终连续，波形为叠加高频纹波的正弦波，纹波频率与开关频率相关‌13。

00:00 PFC电路的目的

00:22 PFC电路的简图

01:04 PFC控制芯片的工作原理

01:39 PFC电路的调制过程

03:38 PFC电路与变频器的相似性

2. ‌电压与电流波形的相位关系‌

PFC的核心目标是使输入电流与输入电压同相位且波形接近正弦，但电流幅度由负载功率决定，而非强制与电压幅度相同‌45。例如，Boost型PFC通过乘法器控制开关管，使电感电流跟踪整流电压的正弦波形‌36。

3. ‌电感电流的谐波特性‌

• 在主动式PFC中，电感电流通过高频开关调制后，其包络线通常与电压波形一致，但实际波形可能包含高频纹波‌27。
• 被动式PFC（如无源电感）仅能改善相位差，电流波形仍可能失真，功率因数较低（0.7-0.8）‌8。

总结

电感电流波形是否为正弦或余弦取决于PFC的工作模式：DCM下为断续脉冲，CRM/CCM下接近连续正弦波，但均需通过控制策略实现与电压的相位同步‌12。

电源大师深入解析PFC技术

功率因数补偿技术解析

在上世纪五十年代，人们针对感性负载的交流用电器具，如日光灯等，由于电压和电流不同相所导致的供电效率低下问题，提出了相应的改进措施。这些措施中，功率因数补偿技术显得尤为关键。其基本原理是通过在感性负载上并联电容器，利用电容器的电流超前电压特性来补偿电感负载的电流滞后电压特性，从而使得整个电路的功率因数接近于1，进而显著提升供电效率。这种技术不仅适用于日光灯等照明设备，也广泛应用于各类感性负载的交流电器中。
 

在交流电路中，感性负载的特性导致电压和电流的波形存在差异。随着上世纪80年代开关电源的广泛采用，这类电源通常配备大容量滤波电容，使得用电设备的负载呈现容性。当交流220V电源向这些设备供电时，由于滤波电容的充放电作用，其两端的直流电压呈现出锯齿波纹。值得注意的是，滤波电容上的电压最小值并非零，而是与其最大值（即纹波峰值）相差无几。

整流二极管的单向导电性决定了其只在AC线路电压瞬时值高于滤波电容电压时才会导通。因此，在AC线路电压的每个半周期内，二极管仅在峰值附近导通。尽管AC输入电压仍保持正弦波形态，但AC输入电流却呈现出高幅值的尖峰脉冲。这种严重失真的电流波形富含大量谐波成分，导致线路功率因数显著下降。

在正半个周期内，整流二极管的导通角远小于180°，有时甚至仅占30°-70°。为满足负载功率需求，在狭窄的导通角期间会产生巨大的导通电流，使供电电路中的电流呈脉冲状。这不仅降低了供电效率，更可能因供电线路容量不足或电路负载过重而引发严重的交流电压波形畸变（如图3所示），并产生多次谐波，进而干扰其他用电设备的正常工作，即所谓的电磁干扰（EMI）和电磁兼容（EMC）问题。
 

自用电设备从传统的感性负载（如早期电视机、收音机的电源变压器）转变为现代带整流和滤波电容器的容性负载后，功率因数补偿的内涵已超越了单纯解决电压和电流相位差异的问题。更为迫切的是，如何应对因供电电流呈现强烈脉冲状态而引发的电磁干扰（EMI）和电磁兼容（EMC）问题。这催生了上世纪末发展起来的一项新技术，旨在解决容性负载导致的电流波形严重畸变问题。与传统的功率因数补偿技术不同，现代PFC技术专注于非正弦电流波形的校正，通过迫使交流线路电流追踪电压波形的瞬时变化，实现电流与电压的同相位，使系统呈现纯电阻性。这就是所谓的PFC（功率因数校正）技术，它不仅校正了电流波形，还解决了电压、电流的同相问题。
 

由于上述原因，对于功率大于85W（或某些资料中显示为75W）以上的容性负载用电器具，必须配备专门的校正电路，以改善其负载特性，使其更接近于阻性负载（即电压与电流波形保持同相且相似）。这种技术即现代功率因数校正（PFC）电路的核心要求。

接下来，我们将通过对比两种电路来深入探讨容性负载的问题。
图4展示的是未加滤波电容的半波整流电路，而图5则是配备了大容量滤波电容的半波整流电路。通过对比这两个电路中的电流波形，我们可以更清晰地看到容性负载对电流波形的影响。
 

图4A中，D代表整流管，而R则是负载。图4B则描绘了该电路在接入交流电时的电压与电流波形图。在(0°～180°)的时间段内，当t0时电压为零，电流也为零；到了t1，电压达到最大值，电流同样达到最大值；而到了t3，电压再次为零，电流也随之为零。此外，在（180°～360°）的时间段内，二极管处于反偏状态，因此无电压及电流通过。接着，在(360°～540°)的时间段内，t4时电压为零，电流也为零；到了t5，电压与电流均达到最大值；最后在t6，电压再次为零，电流同样为零。由此得出结论：在未配备滤波电容的整流电路中，供电电路的电压和电流保持同相，二极管的导通角为180°，使得该电路对供电线路而言呈现出纯阻性的负载特性。

在(0°～180°)的时间段内，从t0到t3，我们可以观察到：在t1时刻，电压为零而电流也为零。随着电压在t1时达到最大值，电流同样达到最大值，这是因为此时不仅需要为负载R供电，还要对滤波电容C进行充电，因此电流幅度相对较大。由于电容C的充电作用，其上的电压Uc在t1时达到输入交流电的峰值。由于电容电压不能突变，因此在t1至t3期间，二极管右侧的电压为Uc，而左侧的电压则在t2时由峰值逐渐降至零。在此期间，二极管处于反偏截止状态，因此电流为零。值得注意的是，在配备滤波电容C后，二极管的导通角变为90°，与未配备滤波电容时的180°有所不同。

进入(180°～360°)的时间段，即从t3到t4，二极管继续处于反偏状态，因此无电压及电流通过。

接下来是(360°～410°)的时间段，从t4到t5。在此期间，由于之前二极管反偏，不进行C的充电，因此C上的电压通过负载R放电，电压逐渐下降。这个下降的速度取决于C的容量和R的阻值。若C的容量足够大且R的阻值也足够大，则Uc下降较为缓慢。尽管在t4到t5期间二极管左侧的电压在上升，但右侧的Uc由于放电缓慢仍高于左侧，因此二极管仍保持反偏截止状态。

最后是(410°～540°)的时间段，从t5到t7。在t5时，二极管左侧的电压超过右侧，二极管开始导通，为负载供电并对C进行充电，此时流过二极管的电流较大。到了t6时，左侧电压又开始下降，而Uc再次充电至最大值，导致二极管在t6到t7期间重新进入反偏截止状态。

综上所述，配备滤波电容后的整流电路，其供电电路的电压和电流波形与未配备时截然不同。电流波形在短时间内呈现强脉冲特征，而二极管的导通角小于180°，具体取决于负载R和滤波电容C的时间常数。此外，由于强电流脉冲在极短时间内会产生较大的线路压降（特别是对于内阻较大的供电线路），导致供电线路的电压波形发生畸变，并对其他用电器具产生较强的干扰。

功率因素校正（PFC）的方法与原理：

由于电视机等设备普遍采用高效的开关电源，其内部电源输入部分通常会使用二极管全波整流及滤波电路，如我们熟悉的图6A所示。这种电路的电压和电流波形如图6B所示。为了进一步了解功率因素校正，我们可以从以下几个方面进行探讨：

首先，我们需要理解功率因素的概念。功率因素是衡量电能利用效率的一个重要指标，它反映了电源输出的有功功率与视在功率的比值。在开关电源中，由于整流电路的存在，会导致电流和电压波形发生畸变，从而降低功率因素。

其次，为了改善这种情况，我们可以采用功率因素校正技术。这种技术通过在整流电路中加入适当的电感和电容等元件，使得电流波形更加接近正弦波，从而提高功率因素。经过功率因素校正后，不仅电能利用效率得到提升，还能减少对电网的污染，提高供电质量。

综上所述，功率因素校正技术在现代电力电子设备中扮演着至关重要的角色。通过它，我们可以有效地改善电能质量，提升设备性能，为绿色、高效、可靠的电力供应做出贡献。
为了有效抑制电流波形的畸变并提升功率因数，对于功率超过85W且采用开关电源（容性负载）的电器，必须实施PFC措施。目前，PFC技术主要有两种实现方式：有源PFC和无源PFC。值得注意的是，某些厂家选择不使用晶体管等有源器件，而是采用二极管、电阻、电容和电感等无源器件来构成校正电路。例如，国内电视机生产厂在设计大功率电视机时，会在整流桥堆与滤波电容之间加入一只电感（适当选取电感量），利用电感电流的连续性来平滑电容充电时的强脉冲波动，从而改善供电线路中的电流波形畸变。此外，电感上的电压超前电流特性还能补偿滤波电容电流超前电压的特性，进一步提升功率因数，并有助于改善电磁兼容性和电磁干扰问题，如图7所示。
 

此无源PFC电路虽简易且成本低，但输出纹波较大，滤波电容两端的直流电压亦较低。因此，在校正电流畸变及补偿功率因数方面，其性能相对较差。此外，若L的绕制及铁芯的质量控制不当，还可能对图像及伴音造成严重干扰。因此，它仅能作为前期无PFC设备的临时改进措施。

相较之下，有源PFC电路则表现出色。它能有效消除电流波形的畸变，使电压和电流相位保持一致。这一特性显著改善了功率因数，并解决了电磁兼容和电磁干扰的问题。尽管其电路较为复杂，但这是目前最理想的PFC解决方案。

有源PFC的基本原理是在开关电源的整流电路和滤波电容之间增加一个DC-DC斩波电路。通过这一电路，整流电路的输出并未直接接入滤波电容，从而使得供电线路呈现纯阻性负载特征，电压和电流波形同相、相位一致。（加入的电感不会使得这个斩波电路呈现感性负载特征吗？2025.9.24）斩波电路的工作方式类似于开关电源，因此，有源PFC开关电源实质上是一个双开关电源的组合电路。

斩波器部分（PFC开关电源）

在整流二极管完成整流后，并不直接接入滤波电容器。相反，将未经滤波的脉动正半周电压作为斩波器的供电源。斩波器通过一系列的“开关”操作，将这一脉动的正电压“斩”成如图9所示的电流波形。这种电流波形的特点是：
斩波器产生的电流波形是断续的，其包络线与电压波形保持一致，且两者相位相同。
斩波器的介入使得半波脉动的直流电转变为高频（由斩波频率决定，约为100KHz）的“交流”电。这种高频“交流”电必须经过再次整流后，才能被后级的PWM开关稳压电源所利用。
从整体来看，该用电系统实现了交流电压与交流电流的同相，同时确保了电压波形和电流波形均呈现正弦形态。这不仅优化了功率因素，还有效地解决了电磁兼容（EMC）和电磁干扰（EMI）的问题。

在斩波器的作用下，产生的高频“交流”电经过整流二极管的整流和滤波，最终转化为直流电压（通常被称为B+PFC）。这种直流电压在数值上通常高于原始220交流整流滤波后的+300V。这是由于采用了高电压设计，使得电感线径更细、线路压降更小、滤波电容容量更小，同时滤波效果更佳，对后级PWM开关管的要求也相应降低。
目前，PFC开关电源中负责开关作用的斩波管（K）有两种主要工作模式：
连续导通模式（CCM）：在此模式下，开关管的工作频率保持恒定，而导通占空比则随被斩波电压的幅度变化而调整。具体来说，当被斩波电压处于低电压区（如T1位置所示）时，斩波管在每个周期内导通的时间与高电压区（如T2位置所示）相同。这种设计确保了无论被斩波电压的幅度如何变化，斩波管的工作频率始终保持一致。因此，在高电压区和低电压区，每个斩波周期内的占空比会有所不同，但开关周期的时间则保持相等。即使在被斩波电压为零时（即无电压输入），斩波频率仍然维持不变。这种连续导通模式（CCM）适用于功率范围在250W至2000W的设备。
 

不连续导通模式（DCM）：在这种模式下，斩波开关管的工作频率会随着被斩波电压的大小而发生变化。具体来说，每一个开关周期内，“开”和“关”的时间是相等的。然而，如图11所示，在T1和T2位置，由于电压幅度的不同，斩波频率也会相应地变化。当被斩波电压为零时，开关会停止工作（即振荡停止），这种模式因此被称为不连续导通模式（DCM）。简而言之，就是有输入电压时斩波管才工作，无输入电压时则不工作。这种模式主要适用于250W以下的小功率设备。
 

（3）临界导通模式（CRM）或过渡模式（TCM）：
这种模式的工作状态介于连续导通模式（CCM）和不连续导通模式（DCM）之间，更偏向于DCM模式。在每个导通周期结束到下一个周期开始之前，电感电流会衰减至零。同时，该模式的频率会随着线路电压和负载的变化而动态调整。

这种模式的优点在于，它使用廉价的芯片，设计起来相对简便，而且没有开关的导通损耗，升压二极管的选择也并非关键因素。然而，它的缺点是，由于频率的不稳定性，可能存在潜在的电磁干扰（EMI）问题，因此需要设计一个精确的输入滤波器来解决这一问题。

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